Driver of MC34063 3in1 -Понижающий.jpg

Три богатыря — импульсные преобразователи на MC34063

Этот опус будет о 3-богатырях. Почему богатырях ? ))) Издревна , богатыри — защитники Родины, люди которые «тырили» , то есть копили, а не как сейчас -«воровали», богатство.. Наши накопители — это импульсные преобразователи, 3 типа (понижающий , повышающий, инвертор ). Причем все три — на одной микросхеме MC34063 и на одном типа катушки DO5022 индуктивностью  150 мкГн. Применяются они в составе коммутатора СВЧ-сигнала на pin-диодах , схема и плата которых приведена в конце этой статьи.

Расчет понижающего преобразователя (step-down, buck) DC-DC на микросхеме MC34063.

Осциллограммы работы в различных точках схемы понижающего преобразователя: 

Расчет повышающего преобразователя (step-up, boost) DC-DC на микросхеме MC34063. 

Осциллограммы работы в различных точках схемы повышающего преобразователя: 

Расчет DC-DC инвертера (step-up/step-down, inverter) на микросхеме MC34063. 

Осциллограммы работы в различных точках схемы инвертера: 

Приложение:  схемы понижающего, повышающего драйверов и инвертера на MC34063. 

Электрическая полная схема коммутатора “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”. 

Печатная плата коммутатора “Driver of MC34063 3in1_ver18.pcb”. 

Расчет понижающего преобразователя (step-down, buck) DC-DC на микросхеме MC34063

Расчет ведется по типовой методике “AN920/D” от ON Semiconductor. Cхема электрическая принципиальная преобразователя изображена на рисунке 1. Номера элементов схемы соответствуют последнему варианту cхемы (из файла “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”).

Driver of MC34063 3in1 -Понижающий.jpg

Рис.1 Схема электрическая принципиальная понижающего (step-down) драйвера.

Выводы микросхемы:

Вывод 1 — SWC (switch collector) — коллектор выходного транзистора

Вывод 2 — SWE (switch emitter) — эмиттер выходного транзистора

Вывод 3 — (timing capacitor) — вход для подключения времязадающего конденсатора

Вывод 4 — GND – земля (соединяется с общим проводом понижающего DC-DC)

Вывод 5 — CII(FB) (comparator inverting input) — инвертирующий вход компаратора

Вывод 6 — VCC — питание

Вывод 7 — Ipk — вход схемы ограничения максимального тока

Вывод 8 — DRC (driver collector) — коллектор драйвера выходного транзистора (в качестве драйвера выходного транзистора также используется   биполярный транзистор, соединенный по схеме Дарлингтона, стоящий внутри микросхемы).

Элементы :

L3 — дроссель. Лучше использовать дроссель открытого типа (не полностью закрытый ферритом) — серия DO5022T от Сoilkraft или RLB от Bourns, так как такой дроссель входит в насыщение при большем токе, чем распространённые дроссели закрытого типа CDRH Sumida. Лучше использовать дроссели большей индуктивности, чем полученное расчетное значение.

С11 — времязадающий конденсатор, он определяет частоту преобразования. Максимальная частота преобразования для микросхем 34063 составляет порядка 100 кГц.

R24, R21 — делитель напряжения для схемы компаратора. На неинвертирующий вход компаратора подается напряжение 1,25В от внутреннего регулятора, а на инвертирующий вход — с делителя напряжения. Когда напряжение с делителя становится равным напряжению от внутреннего регулятора — компаратор переключает выходной транзистор.

C2, С5 , С8 и С17, С18 — соответственно, выходной и входной фильтры. Емкость выходного фильтра определяет величину пульсаций выходного напряжения. Если в процессе расчетов получается, что для заданной величины пульсаций требуется очень большая емкость, можно расчет сделать для больших пульсаций, а потом использовать дополнительный LC-фильтр. Входную емкость обычно берут 100 … 470 мкФ (рекомендация TI не менее 470 мкФ), выходную – также берут 100 … 470 мкФ (взято 220 мкФ).

R11-12-13 (Rsc) — токочувствительный резистор. Он нужен для схемы ограничения тока. Максимальный ток выходного транзистора для MC34063 = 1.5А, для AP34063 = 1.6А. Если пиковый переключаемый ток будет превышать эти значения, то микросхема может сгореть. Если точно известно, что пиковый ток даже близко не подходит к максимальным значениям, то этот резистор можно не ставить. Расчет ведется именно на пиковый ток (внутреннего транзистора). При использовании внешнего транзистора пиковый ток протекает через него, через внутренний транзистор протекает меньший (управляющий) ток.

VT4внешний биполярный транзистор, ставится в схему, когда расчетный пиковый ток превышает 1.5А (при большом выходном токе). Иначе перегрев микросхемы может привести к выходу ее из строя.  Рабочий режим (ток базы транзистора) R26, R28.

VD2 – диод Шоттки или ультрабыстрый (ultrafast) диод на напряжение (прямое и обратное) не менее 2Uвых

R32, C16 – элементы снаббера. Снаббер (или демпфер) подавляет (или демпфирует) паразитные затухающие колебания (1-2 МГц), возникающие из-за контура паразитной емкости и индуктивности транзистора при разряде импульса на диоде через этот контур.

Порядок расчета:

  • Выбирают номинальные входное и выходное напряжения: Vin, Vout и максимальный

выходной ток Iout.

В нашей схеме Vin=24В, Vout=5В, Iout=500мА (максимально 750 мА)

  • Выбирают минимальное входное напряжение Vin(min) и минимальную рабочую частоту fmin при выбранных Vin и Iout.

В нашей схеме Vin(min)=20В (по ТЗ), выбираем fmin=50 кГц

3) Рассчитывают значение (ton toff)max по формуле (ton toff)max=1/fmin, ton(max) — максимальное время, когда выходной транзистор открыт, toff(max) — максимальное время, когда выходной транзистор закрыт.

(ton toff)max=1/fmin=1/50 кГц=0.02 мС=20 мкС

 Рассчитывают отношение ton/toff по формуле ton/toff=(Vout VF)/(Vin(min)-Vsat-Vout), где VF — падение напряжения на диоде (forward –прямое падение напряжения), Vsat — падение напряжения на выходном транзисторе, когда он находится в полностью открытом состоянии (saturation – напряжение насыщения) при заданном токе. Vsat определяется по графикам или таблицам, приведенным в документации. Из формулы видно, что чем больше Vin, Vout и чем больше они отличаются друг от друга — тем меньшее влияние на конечный результат оказывают VF и Vsat.

(ton/toff)max=(Vout VF)/(Vin(min)-Vsat-Vout)=(5 0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408

4) Зная ton/toff и (ton toff)max  решают систему уравнений и находят  ton(max).

toff= (ton toff)max / ((ton/toff)max 1) =20 мкС/(0.408 1)=14.2 мкС

ton(max)=20- toff=20-14.2 мкС=5.8 мкС

5) Находят емкость времязадающего конденсатора С11(Ct) по формуле:

C11 = 4.5*10-5*ton(max).

C11 = 4.5*10-5*ton(max)=4.5*105*5.8 мкС=261 pF (это min значение) , берем 680pF

Чем меньше емкость, тем больше частота. Емкости 680pF соответствует частота  14КГц

6) Находят пиковый ток через выходной транзистор: IPK(switch)=2*Iout. Если он получился больше максимального тока выходного транзистора (1.5 …1.6 А), то преобразователь с такими параметрами невозможен. Нужно либо пересчитать схему на меньший выходной ток ( Iout ), либо использовать схему с внешним транзистором.

IPK(switch)=2*Iout=2*0.5=1A (для максимального значения выходного тока 750ма IPK(switch)=1.4А)

7) Рассчитывают Rsc по формуле: Rsc=0,3/IPK(switch).

Rsc=0,3/IPK(switch)=0.3/1=0.3 Ом, параллельно соединяем 3 резистора (R11-12-13) по 1 Ом

8) Рассчитывают минимальную емкость конденсатора выходного фильтра: С17=IPK(switch)*(ton toff)max/8Vripple(p-p), где Vripple(p-p) — максимальная величина пульсаций выходного напряжения. Берется максимальная ёмкость из ближайших к расчетному стандартных значений.

С17=IPK(switch)*(ton toff)max/8Vripple(pp)=1*14.2 мкС/8*50 мВ=50 мкФ, берем 220 мкФ

9) Рассчитывают минимальную индуктивность дросселя:

L1(min)=ton(max)*(Vin(min)VsatVout)/IPK(switch). Если получаются слишком большие C17 и L1, можно попробовать повысить частоту преобразования и повторить расчет. Чем выше частота преобразования — тем ниже минимальная емкость выходного конденсатора и минимальная индуктивность дросселя.

L1(min)=ton(max)*(Vin(min)-Vsat-Vout)/IPK(switch)=5.8 мкС *(20-0.8-5)/1=82.3 мкГн

 Это минимальная индуктивность. Для микросхемы MC34063 дроссель следует выбирать с заведомо большим значением индуктивности, чем расчетное значение. Выбираем L=150мкГн фирмы CoilKraft DO5022.

10) Сопротивления делителя рассчитываются из соотношения Vout=1,25*(1 R24/R21). Эти резисторы должны быть не менее 30 Ом.

 Для Vout=5В   берем R24=3.6К , тогда R21=1.2К

Онлайн расчет http://uiut.org/master/mc34063/  показывает правильность рассчитанных значений (кроме Сt=С11):

Понижающий .jpg

Также есть другой онлайн расчет http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, который также показывает правильность рассчитанных значений.

12) По условиям расчета п.7 пиковый ток 1А (Макс 1.4А) находится около максимального тока транзистора (1.5 …1.6 А) Желательно поставить внешний транзистор уже при пиковом токе 1А, во избежании перегрева микросхемы. Это и сделано. Выбираем транзистор VT4 MJD45 (PNP-тип) с коэффициентом передачи тока 40 (h21э желательно взять максимально возможным, так как транзистор работает в режиме насыщения и на нем падает напряжение порядка =0.8В). Некоторые производители транзисторов указывают в заголовке даташита про малое значение напряжения насыщения Usat порядка 1В, на которое и надо ориентироваться.

Рассчитаем сопротивления резисторов R26 и R28 в цепях выбранного транзистора VT4.

Ток базы транзистора VT4:  Iб= IPK(switch) / h21э . Iб=1/40=25мА

Резистор в цепи БЭ:  R26=10*h21э/ IPK(switch) . R26=10*40/1=400 Ом (берем R26=160Ом)

Ток через резистор R26: IRBE=VBE/R26=0.8/160=5мА

Резистор в цепи базы: R28=(Vin(min)-Vsat(driver)-VRSC-VBEQ1 )/( IB IRBE)

R28=(20-0.8-0.1-0.8)/(25 5)=610 Ом , можно взять меньше 160 Ом (однотипный с R26, так как встроенный транзистор Дарлингтона может обеспечить больший ток для меньшего резистора.

13) Рассчитаем элементы снаббера R32, C16. (см расчет повышающей схемы и схему ниже).

Схема фильтра

Измеренная частота паразитных колебаний понижающего преобразователя – 2МГц (при Tау=Rсн*Ссн 1000Ом и 470пФ для 1МГц можно заменить на для 2Tау — R=180Ом и С=3900пФ для 2МГц).

14) Рассчитаем элементы выходного фильтра  L5, R37, C24 (Г.Oтт “Методы подавления шумов и помех в электронных системах” стр.120-121).

Выбрал — катушку L5=150мкГн (однотипный дроссель с активным резистивным сопротивлением Rдросс=0.25 ом) и С24=47мкФ (в схеме указано большее значение 100 мкФ)

Рассчитаем декремент затухания фильтра  кси =((R Rдросс)/2)* корень(С/L)

R=R37 ставится когда декремент затухания меньше 0.6, чтобы убрать выброс относительной АЧХ фильтра (резонанс фильтра). Иначе фильтр на этой частоте среза будет усиливать колебания, а не ослаблять.

Без R37: Кси=0.25/2*(корень 47/150)=0.07 — будет подъем АЧХ до 20дб, что плохо,  поэтому ставим R=R37=2.2 Ом, тогда:

C R37: Кси=(1 2.2)/2*(корень 47/150)=0.646 — при кси 0.5 и более спад  АЧХ (те нет резонанса).

Резонансная частота  фильтра (частота среза) Fср=1/(2*пи*L*C), должна лежать ниже частот преобразования микросхемы (те фильтровать эти высокие частоты 10-100кГц). Для указанных значений L и С получим Fср=1896 Гц, что меньше частот работы преобразователя 10-100кГц. Сопротивление R37 более нескольких Ом повыщать нельзя , тк на нем упадет напряжение (при токе нагрузки 500мА и R37=2.2 Ом падение напряжения составит Ur37=I*R=0.5*2.2=1.1В).

Все элементы схемы выбраны для поверхностного монтажа

Осциллограммы работы в различных точках схемы понижающего преобразователя:

15) а) Осциллограммы без нагрузки (Uвх=24в, Uвых= 5В):

0810112729.jpg
Напряжение 5В на выходе преобразователя (на конденсаторе С18)  без нагрузки
0810112844.jpg
Сигнал на коллекторе транзистора VT4 имеет частоту 30-40Гц, тк без нагрузки,  

 

схема потребляет около 4 мА  без нагрузки

 
0810111436.jpg
Управляющие сигналы на выв.1  микросхемы (нижний) и  

 

на базе транзистора VT4 (верхний)  без нагрузки

б) Осциллограммы под нагрузкой (Uвх=24в, Uвых= 5В), при частотозадающей емкости c11=680pF. Меняем нагрузку путем уменьшения сопротивления резистора (3 осциллограммы ниже). Выходной ток стабилизатора при этом увеличивается, как и входной.

 
0808151848.jpg
Желтый луч — сигнал на базе транзистора (управляющий)  

 

Синий луч — сигнал на коллекторе транзистора (выходной)

Нагрузка — 3 резистора 68 ом параллельно (221 мА)

Входной ток – 70мА

 
0808152409.jpg
Желтый луч — сигнал на базе транзистора (управляющий)  

 

Синий луч — сигнал на коллекторе транзистора (выходной)

Нагрузка — 5 резисторов 68 ом параллельно (367 мА)

Входной ток – 110мА

 
0808153232.jpg
Желтый луч — сигнал на базе транзистора (управляющий)  

 

Синий луч — сигнал на коллекторе транзистора (выходной)

Нагрузка — 1 резистор 10 ом (500 мА)

Входной ток – 150мА

 Вывод: в зависимости от нагрузки меняется частота следования импульсов, при большей нагрузке – частота увеличивается, далее паузы ( 5В) между фазой накопления и отдачи -пропадают, остаются только прямоугольные импульсы – стабилизатор работает “на пределе” своих возможностей. Это также видно по осциллограмме ниже, когда напряжение “пилы” имеет выбросы – стабилизатор входит в режим ограничения тока.

в) Напряжение на частотозадающей емкости c11=680pF при максимальной нагрузке 500мА

0808154733.jpg
Желтый луч — сигнал емкости (управляющая пила)  

 

Синий луч — сигнал на коллекторе транзистора (выходной)

Нагрузка — 1 резистор 10 ом (500 мА)

Входной ток – 150мА

г) Пульсации напряжения на выходе стабилизатора (с18) при максимальной нагрузке 500мА

0808155215.jpg
Желтый луч — сигнал пульсаций на выходе (с18)  

 

Нагрузка — 1 резистор 10 ом (500 мА)

Пульсации напряжения на выходе LC(R)-фильтра (с24) при максимальной нагрузке 500мА

0808155715.jpg
Желтый луч — сигнал пульсаций на выходе LC(R)-фильтра (с24)  

 

Нагрузка — 1 резистор 10 ом (500 мА)

Вывод: размах напряжений пульсаций от пика до пика уменьшился с 300мВ до 150мВ.

д) Осциллограмма затухающих колебаний без снаббера:

на диоде без снаббера 3 периода.jpg
Cиний луч — на диоде без снаббера (видна вставка импульса со временем  

 

не равным периоду, так как это не ШИМ, а ЧИМ)

Осциллограмма затухающих колебаний без снаббера (увеличено):

 
паразитная частота 1.5МГц(T=)650нс.jpg
Cиний луч — паразитная частота 1.5МГц(T=650нс) на выходе

Осциллограмма после установки снаббера — паразитная частота подавлена:

паразитная частота подавлена.jpg
Cиний луч — паразитная частота подавлена  на выходе

 Вывод: снаббер полезен и подавляет паразитные колебания, что повышает стабильность и уменьшает зашумленность всей системы (особенно при работе 3-х преобразователей вблизи друг друга. При этом возможно снижение кпд преобразователя на 1-2 %

Расчет повышающего преобразователя (step-up, boost) DC-DC на микросхеме MC34063

Расчет также ведется по типовой методике “AN920/D” от ON Semiconductor.

Расчет можно вести сразу “онлайн” http://uiut.org/master/mc34063/ . Для повышающего драйвера он в основном аналогичен расчету понижающего драйвера, поэтому ему можно верить. Схема при онлайн-расчете автоматически меняется на типовую схему из “AN920/D” Входные данные, результаты расчета и сама типовая схема представлены ниже.

Повышающий

— полевой N-канальный транзистор VT7 IRFR220N. Повышает нагрузочную способность микросхемы, позволяет быстро переключаться. Подбирают по:Электрическая схема повышающего преобразователя изображена на рисунке 2. Номера элементов схемы соответствуют последнему варианту cхемы (из файла “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). В схеме есть элементы, которых нет на типовой схеме онлайн расчета. Это следующие элементы:

  • Максимальному напряжению сток-исток VDSS=200В, тк высокое напряжение на выходе 94В
  • Малому падению напряжения канала RDS(on) max=0.6Oм. Чем меньше сопротивление канала , тем меньше потери на нагрев и выше кпд.
  • Малой емкости (входной), которая определяет заряда затвора Qg (Total Gate Charge)  и малый входной ток затвора. Для данного транзистора I=Qg*Fsw=15нКл*50КГц=750мкА.
  • Максимальному току стока Id=5А, тк импульсный ток Ipk=812 mA при выходном токе 100мА

— элементы делителя напряжения R30, R31 и R33 (снижает напряжение для затвора VT7, которое должно быть не более VGS =20В)

— элементы разряда входной емкости VT7 – R34, VD3, VT6  при переключении транзистора VT7 в закрытое состояние. Уменьшает время спада на затворе VT7 с 400нС (не показана)  до 50 нС (осциллограмма со временем спада 50нС). Лог 0 на выв.2 микросхемы открывает PNP-транзистор VT6 и входная затворная емкость разряжается через переход КЭ VT6 ( быстрее, чем просто через резистор R33, R34).

— катушка L при расчете получается очень большой, выбран меньший номинал L=L4(рис.2)=150мкГн

— элементы снаббера С21, R36.

Расчет снаббера:

Паразитные колебания возникают из-за паразитной емкости (Сооs) и паразитной индуктивности (разводка платы или от катушки), те присутствует колебательный контур, в котором существуют затухающие колебания от токового импульса. Простейший снаббер — это последовательно соединенные конденсатор и резистор. Расчёт снаббера заключается в определении номиналов конденсатора и резистора, а так же в определении мощности резистора.

1) Номинал резистора снаббера рассчитывается исходя из того, что оптимальное сопротивление резистора должно быть равно характеристическому импедансу (сопротивлению) колебательного контура: Rsn=корень (L/C), где L и C — это соответственно паразитные индуктивность и ёмкость.

Паразитная ёмкость — это в основном ёмкость между стоком и истоком транзистора (выходная ёмкость Coss). Её величину можно определить из документации на транзистор С=Сoos=26пФ для VT7 IRFR220N.

Величину паразитной индуктивности определяем расчётным путём по осциллограмме. Для этого измеряем осциллографом частоту паразитных колебаний и из соотношения: f=1/(2*π*√L*C), находим паразитную индуктивность: L=1/(4*π2*f2*C), измеренная частота по осциллограмме — 1.2МГц.

Отсюда L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4                                                    Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^-12)=5.1КОм

Величина ёмкости снаббера обычно является компромиссным решением, поскольку, с одной стороны, чем больше ёмкость — тем лучше сглаживание (меньше число колебаний), с другой стороны, каждый цикл ёмкость перезаряжается и рассеивает через резистор часть полезной энергии, что сказывается на КПД (обычно, нормально рассчитанный снаббер снижает КПД очень незначительно, в пределах пары процентов).

На практике величину этой ёмкости обычно определяют из условия, что постоянная времени снаббера должна быть в 3 и более раз больше периода паразитных колебаний: Rsn*Csn=3*T=3/f, где T и f — это, соответственно, период и частота паразитных колебаний, отсюда Csn=3/(Rsn*f), измеренная частота 1.2МГц. Отсюда  Csn=487пФ, возьмем ближнее значение  С=470пФ

Путем постановки переменного резистора, определили более точно сопротивление R=1K

1

Рис.2 Схема электрическая принципиальная повышающего (step-up, boost)  драйвера.

Осциллограммы работы в различных точках схемы повышающего преобразователя:

а) Напряжение в различных точках без нагрузки:

на выходе под нагрузкой 94В.jpg
Напряжение на выходе — 94В без нагрузки
0811175053.jpg
 Напряжение на затворе без нагрузки
0811175143.jpg
Напряжение на стоке без нагрузки

б) напряжение на затворе (желтый луч) и на стоке (синий луч) транзистора VT7:

изменяется частота  с 11кГц(90мкс) до 20кГц(50мкс)- те это не ШИМ , а ЧИМ_без измерений.jpg
на затворе и на стоке под нагрузкой изменяется частота  с 11кГц(90мкс) до 20кГц(50мкс) — те это не ШИМ, а ЧИМ
на затворе и на стоке под нагрузкой.jpg
на затворе и на стоке под нагрузкой без снаббера (растянуто — 1 период колебания)
на затворе и стоке под нагрузкой со снаббером(980ом 470пФ).jpg
на затворе и на стоке под нагрузкой со снаббером

в) передний и задний фронт напряжение выв.2 (желтый луч) и на затворе (синий луч) VT7, пила выв.3:

 
0810124556.jpg
Желтый — время нарастания 50 нс на выв 2 микросхемы  

 

синий — время нарастания 450 нс на затворе VT7

 
0810124801.jpg
Желтый — время нарастания 50 нс на выв 2 микросхемы  

 

синий — время нарастания 50 нс на затворе VT7

 
пила на Ct c выбросом регулирования F=11k.jpg
пила на Ct (выв.3 ИМС) c выбросом регулирования F=11k

Расчет DC-DC инвертера (step-up/step-down, inverter) на микросхеме MC34063

Расчет также ведется по типовой методике “AN920/D” от ON Semiconductor.

Расчет можно вести сразу “онлайн” http://uiut.org/master/mc34063/ . Для инвертирующего драйвера он в основном аналогичен расчету понижающего драйвера, поэтому ему можно верить. Схема при онлайн-расчете автоматически меняется на типовую схему из “AN920/D” Входные данные, результаты расчета и сама типовая схема представлены ниже.

Инвертор

— биполярный PNP-транзистор VT7 (повышает нагрузочную способность)Электрическая схема инвертиртирующего преобразователя изображена на рисунке 3. Номера элементов схемы соответствуют последнему варианту cхемы (из файла “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). В схеме есть элементы, которых нет на типовой схеме онлайн расчета. Это следующие элементы:

— элементы делителя напряжения R27, R29 (задает ток базы и режим работы VT7),

— элементы снаббера С15, R35  (подавляет нежелательные колебания от дросселя)

Некоторые компоненты отличаются от расчетных:

  • катушка L взята меньше расчетного значения L=L2 (рис.3)=150мкГн (однотипность всех катушек)
  • выходная емкость взята меньше расчетной С0=С19=220мкФ
  • частотозадающий конденсатор взят С13=680пФ, соответствует частоте 14КГц
  • резисторы делителя R2=R22=3.6К, R1=R25=1.2К (взяты сначала для выходного напряжения -5В) и окончательные резисторы R2=R22=5.1 К, R1=R25=1.2К (выходного напряжения -6.5В)

ограничительный резистор тока взят  Rsc – 3 резистора параллельно по 1 Ом ( результирующее сопротивление 0.3Ом)

  • Частота паразитных колебаний в схеме инвертера (1МГц) была приблизительно такой , как в схеме повышающего преобразователя , поэтому снаббер одинаков: С15=470пФ, R35=1К
2.jpg

Рис.3 Схема электрическая принципиальная инвертера (step-up/step-down, inverter) .

Осциллограммы работы в различных точках схемы инвертера:

a) при входном напряжении 24В без нагрузки:

0811150238.jpg
на выходе -6.5В без нагрузки
0811150429.jpg
на коллекторе – накопление и отдача энергии без нагрузки
0811150604.jpg
на выв.1 и базе транзистора без нагрузки
0811150750.jpg
на базе и коллекторе транзистора без нагрузки
0811151535.jpg
пульсации на выходе без нагрузки

 б) при входном напряжении 24В — 3 осциллограммы на базе и коллектора транзистора при  увеличении нагрузки увеличивается частота  следования импульсов:

0811152543.jpg
Нагрузка 1 – 3 резистора паралл. по 68 Ом (на выходе – минус 6.5В)
0811153034.jpg
Нагрузка 2 — 5 резистора паралл. по 68 Ом (на выходе – минус 6.1В)
0812135753.jpg
Нагрузка 2 — 10 резисторов паралл. по 68 Ом  

 

(на выходе – минус 4.0В, перегрузка источника)

Вывод: c увеличением нагрузочной способности (выходного тока) MC34063 автоматически поднимает выходную частоту (приблизительно равной расчетной 14кГц) с 11кГц до 17кГц. При Imax — пропадает “запас” по питанию и “проседает” выходное напряжение.

в) После оптимизации резисторов в цепи транзистора VT5 удалось поднять выходное напряжение и немного выходной ток:

  • Поменял резистор R29=160 Ом на 620 Ом (увеличился запас по паузе между накоплением и отдачей энергии)
  • Поменял резистор R27=160 Ом на 36 Ом (увеличился уровень напряжения — накопленной (площадь накопления стала больше по осциллограмме) и отданной энергии)
  • Частотозадающий конденсатор уменьшил до с13=94пФ, тем самым поднял частоту на выходе с 16 до 107КГц

Вывод: выходное напряжение стало больше (по модулю) с минус 4 до минус 5.2 при увеличенном выходном токе 753мА при одной нагрузке 6,9 Ом (10 резисторов паралл. 68Ом).

Ниже 2 осциллограммы – до и после изменений:

TwistedPixel converted image
Нагрузка 2 — 10 резисторов паралл. по 68 Ом  

 

(на выходе – минус 4.0В,

перегрузка источника)

0812135825.jpg
Нагрузка 2 — 10 резисторов паралл. по 68 Ом  

 

(на выходе – минус 5.2В,

небольшая перегрузка источника)

Увеличился выходной ток и частота импульсов

г) Изменения пункта в) стали доступны благодаря уменьшению времени закрытия транзисторабыло — 5 мкС, стало 1 мкС (ступенька не полностью закрытого транзистора по времени была меньше)

Было: R29=R27=160 Ом, с13=680пФ — задержка 5 мксС(много)

 
TwistedPixel converted image
Нагрузка 2 — 10 резисторов паралл. по 68 Ом  

 

Синий луч – на выв 1 имс

Желтый луч – на базе транзистора

Cтало: R29=620 Ом, R27= 36 Ом, с13=94пФ — задержка 1 мкС

0812140726.jpg
Нагрузка 2 — 10 резисторов паралл. по 68 Ом  

 

Синий луч – на выв 1 имс

Желтый луч – на базе транзистора

 
0812140905.jpg
Нагрузка 2 — 10 резисторов паралл. по 68 Ом  

 

Синий луч – на коллекторе транзистора

Желтый луч – на базе транзистора

Приложение:  схемы понижающего, повышающего драйверов и инвертера на MC34063

Driver of MC34063 3in1 -Понижающий.jpg

Рис.1 Схема электрическая принципиальная понижающего (step-down, buck) драйвера.

1

Рис.2 Схема электрическая принципиальная повышающего (step-up, boost)  драйвера.

2.jpg

Рис.3 Схема электрическая принципиальная инвертера (step-up/step-down, inverter).

3.jpg

Электрическая полная схема коммутатора “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”

Печатная плата коммутатора “Driver of MC34063 3in1_ver18.pcb”

монтажка

Вот отсюда

Σ Калькулятор для расчета понижающего, повышающего или инвертирующего преобразователя на MC34063

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *

Этот сайт использует Akismet для борьбы со спамом. Узнайте как обрабатываются ваши данные комментариев.

Перейти к верхней панели